如果高速PCB設計可以像連接原理圖節點一樣簡單，并且像在計算機顯示器上看起來一樣漂亮，那將是多么美妙的事情。但是，除非設計師是PCB設計的新手，或者運氣非常好，否則實際的PCB設計通常并不像他們從事的電路設計那么容易。作為PCB打樣行業的黑馬，深圳市杰多邦科技有限公司，有限公司一直走在PCB打樣行業的最前沿。在談到這樣的問題時，JDBO 的高級工程師表示，PCB 設計人員在設計最終能夠正常工作并有人可以確認性能之前面臨許多新的挑戰。這正是高速 PCB 設計的當前狀態——設計規則和設計指南在不斷發展，如果幸運的話，它們會帶來成功的解決方案。

絕大多數PCB都是原理圖設計人員，他們精通PCB元器件的工作原理和交互以及構成電路板輸入輸出的各種數據傳輸標準。專業布局設計師之間就原理圖布線轉換為印刷電路銅時發生的情況進行合作的結果。通常，原理圖設計師要對最終電路板的成敗負責。但是，原理圖設計人員對良好的布局技術了解得越多，就越有機會避免重大問題。

如果設計包含高密度的 FPGA，在設計良好的原理圖之前可能會面臨許多挑戰。包括數百個輸入和輸出端口數、超過 500MHz 的工作頻率（在某些設計中可能更高）以及小至半毫米的焊球間距等相互影響。

并發開關噪聲

一個挑戰可能是所謂的并發切換噪聲 (SSN) 或并發切換輸出 (SSO)。大量高頻數據流將產生諸如數據線上的振鈴和串擾等問題，以及影響整體電路板性能的電源和接地平面上的地彈和電源噪聲。

為了解決高速數據線上的振鈴和串擾，采用差分信號代替。不。是一個很好的步驟。由于差分對上的一根導線是灌電流端子，另一根是源電流，因此基本上消除了感應的影響。使用差分對傳輸數據時，有助于減少返回路徑中感應電流的“反彈”噪聲，因為電流保持在本地。對于高達數百 MHz 甚至數 GHz 的無線電頻率，信號理論表明，當阻抗匹配時，可以提供大信號功率。當傳輸線匹配不好時，會出現反射，只有一部分信號會從發送端傳輸到接收端，而其他部分會在發送端和接收端之間來回反彈。差分信號在 PCB 上實現的好壞將在阻抗匹配（除其他外）中發揮重要作用。

差分走線設計

差分走線設計基于阻抗控制PCB的原理。它的模型有點像同軸電纜。在受控阻抗 PCB 上，金屬平面層可以充當屏蔽層，絕緣體是 FR4 層壓板，導體是信號走線。 FR4的平均介電常數在4.2到4.5之間。由于沒有意識到制造錯誤，可能會導致銅線的過度蝕刻，最終導致阻抗錯誤。計算 PCB 走線阻抗的準確方法是使用現場分析程序（通常是 2D，有時是 3D），這需要使用有限元直接求解整個 PCB 批次的 Maxwell 方程。該軟件可以根據走線間距、走線寬度、走線厚度和絕緣高度分析 EMI 影響。

100Ω的特性阻抗已成為差分電纜的行業標準值。一條100Ω的差分線可以用兩條等長的50Ω單端線組成。由于兩條走線彼此靠近，走線之間的場耦合會降低走線的差模阻抗。為了保持 100Ω 的阻抗，必須稍微減小走線的寬度。因此，100Ω 差分對中每條線的共模阻抗將略高于 50Ω。

理論上，走線的尺寸和使用的材料決定了阻抗，但過孔、連接器甚至器件焊盤都會在信號路徑中引入阻抗不連續性。沒有這些東西通常是不可能的。有時，為了更合理的布局布線，需要增加PCB的層數，或添加埋孔等功能。埋孔只連接PCB的某些層，但在解決傳輸線問題的同時，也增加了制板成本。但有時根本沒有選擇。隨著信號速度越來越快，空間越來越小，埋孔等額外需求開始增加，這些應該是 PCB 解決方案成本的一個因素。

使用帶狀線布線時，信號被 FR-4 材料夾在中間。在微帶線中，導體暴露在空氣中。由于空氣的介電常數較低（Er = 1），頂層適合放置一些關鍵信號，例如時鐘信號或高頻串行解串器（SERDES）信號。微帶布線應耦合到通過吸收一些電磁場線來減少電磁干擾 (EMI) 的底層接地層。在帶狀線中，所有電磁場線都耦合到上方和下方的參考平面，這大大降低了 EMI。如果可能，應避免使用寬邊耦合設計帶狀線。這種結構容易受到參考平面中耦合的差分噪聲的影響。還需要PCB的平衡制造，這很難控制。一般來說，控制同一層的行間距是比較容易的。

去耦和旁路電容器

確定PCB的實際性能是否符合預期的另一個重要方面需要通過添加去耦和旁路電容來控制。添加去耦電容有助于降低 PCB 電源層和接地層之間的電感，并有助于控制整個 PCB 中信號和 IC 的阻抗。旁路電容器有助于為 FPGA 提供干凈的電源（提供充電庫）。傳統的規則是去耦電容應該放在方便PCB布線的任何地方，FPGA電源管腳的數量決定了去耦電容的數量。然而，FPGA 的超高開關速度完全打破了這種刻板印象。

在典型的 FPGA 板設計中，靠近電源的電容器為負載中的電流變化提供頻率補償。要提供低頻濾波并防止電源電壓下降，請使用大去耦電容。電壓降由于當設計電路啟動時，穩壓器的響應會有所延遲。這種大電容通常是低頻響應較好的電解電容，頻率響應范圍從直流到幾百kHz。

每次 FPGA 輸出變化都需要對信號線進行充電和放電，這需要能量。旁路電容器的功能是在很寬的頻率范圍內提供本地能量存儲。此外，需要具有小串聯電感的小電容器來為高頻瞬變提供高速電流。高頻電容能量消耗后，響應慢的大電容繼續提供電流。

電源總線上的大量電流瞬變增加了 FPGA 設計的復雜性。這種電流瞬變通常與 SSO/SSN 相關。插入電感非常低的電容器將提供局部高頻能量，可用于消除電源總線上的開關電流噪聲。該去耦電容可防止高頻電流進入器件電源，必須非常靠近 FPGA（小于 1cm）。有時，許多小型電容器并聯在一起，作為設備的本地能量存儲，并快速響應不斷變化的電流需求。

一般來說，去耦電容走線應該絕對短，包括過孔中的垂直距離。即使添加少量也會增加導線的電感，降低去耦效果。

其他技術

隨著信號速度的提高，跨電路板輕松傳輸數據變得越來越困難?？梢岳闷渌麕追N技術來進一步提高 PCB 的性能。

第一個也是顯而易見的方法是簡單的設備布局。為關鍵連接設計短而直接的路徑是常識，但不要低估這一點。當簡單的策略可以得到好的結果時，為什么還要費心調整板上的信號呢？

一個幾乎同樣簡單的方法是考慮信號線的寬度。當數據速率高達622MHz甚至更高時，信令的趨膚效應越來越突出。當距離較長時，PCB上很細的走線（如4密耳或5密耳）會對信號形成很大的衰減，就像沒有設計衰減的低通濾波器一樣，它的衰減隨著增大而變化頻率。背板越長，頻率越高，信號線也應該越寬。對于長于 20 英寸的背板走線，走線寬度應為 10 或 12 mil。

通常，板上的關鍵信號是時鐘信號。當時鐘線太長或設計不佳時，它們會放大抖動和向下游傾斜，尤其是在速度增加時。應避免多層傳輸時鐘，時鐘線上不應有過孔，因為過孔會增加阻抗變化和反射。如果必須使用內層來路由時鐘，則上層和下層應使用接地層來減少延遲。使用 FPGA PLL 進行設計時，電源層上的噪聲會增加 PLL 抖動。如果這很關鍵，可以為 PLL 創建一個“電源島”，它可以用于在金屬平面上使用更厚的蝕刻來隔離 PLL 模擬和數字電源。

對于超過 2Gbps 的信號，必須考慮更昂貴的解決方案。在如此高的頻率下，背板和過孔設計的厚度會對信號完整性產生重大影響。適用于不超過 0.200 英寸的背襯厚度。當PCB上有高速信號時，層數應盡量少，以限制過孔的數量。在厚板中，連接信號層的過孔較長，會在信號路徑上形成傳輸線分支。使用埋孔可以解決這個問題，但制造成本較高。另一種選擇是使用低損耗介電材料，例如 Rogers 4350、GETEK 或 ARLON。這些材料的成本幾乎是 FR4 材料的兩倍，但有時這是唯一的選擇。

FPGA 還有其他設計技術可以提供一些 I/O 位置選擇。在關鍵的高速 SERDES 設計中，可以通過保留（但不使用）相鄰的 I/O 引腳來隔離 SERDES I/O。例如，可以針對 SERDES Rx 和 Tx 3x3 或 5x5 BGA 焊球區域保留 VCCRX# 和 VCCTX# 以及焊球位置。或者如果可能，讓整個 I/O 組靠近 SERDES。如果設計中沒有 I/O 約束，這些技術可以在不增加成本的情況下提供好處。

之后，參考FPGA廠商提供的參考板也是一個不錯的方法。大多數制造商提供參考板的源布局信息，但由于專有信息問題可能需要特殊要求。這些板通常包含標準高速 I/O 接口，FPGA 制造商需要這些接口來表征和驗證他們的設備。但是請記住，這些電路板通常是為多種用途而設計的，不一定符合特定的設計需求。盡管如此，它們可以用作創建解決方案的起點。

本文摘要

當然，本文只涉及一些基本概念。此處涵蓋的任何主題都可以在整本書中進行討論。關鍵是在投入大量時間和精力進行PCB布局設計之前弄清楚目標是什么。布局完成后，重新設計可能會花費大量時間和金錢，即使對走線寬度進行輕微調整也是如此。您不能依賴 PCB 布局工程師來做出滿足實際需求的設計。原理圖設計人員隨時提供指導，做出明智的選擇，并對解決方案的成功負責。